В предыдущей работе была рассмотрена схема формирователя высоковольтных наносекундных импульсов, построенная на основе восьми последовательно соединённых блоков лавинных транзисторов. Такая схемотехника обеспечивает высокую стабильность параметров выходного импульса, а также сравнительно высокий коэффициент полезного действия. В настоящей статье рассматривается альтернативный подход к построению формирователя наносекундных импульсов, отличающийся существенно более простой схемной реализацией и доступной элементной базой. Предлагаемое решение характеризуется хорошей повторяемостью параметров и технологичностью изготовления. К его ограничениям можно отнести несколько меньший КПД по сравнению с лавинно-транзисторными схемами, а также необходимость подбора и настройки магнитопроводов.

Высоковольтные импульсы наносекундной длительности находят широкое применение в современной технике и экспериментальной физике. Они используются для запуска разрядных устройств и быстродействующих коммутаторов, накачки полупроводниковых лазеров, в системах радиолокации и импульсной диагностики, для изучения систем свободной энергии, а также в измерительной технике с высоким временным разрешением. Короткая длительность импульсов при высокой амплитуде позволяет получать большую пиковой мощность при относительно низкой средней мощности, что критически важно для ряда приложений, включая зондирующие и прецизионные измерительные системы, некоторые устройства свободной энергии.

Схемотехника рассматриваемого формирователя основана на работе Белкина и Шульженко [1], в которой предложены эффективные методы формирования мощных наносекундных импульсов на полупроводниковой элементной базе. В данной реализации использованы современные компоненты, а также внесены ряд схемотехнических усовершенствований. Это позволяет реализовать генерацию высоковольтных импульсов с наносекундными фронтами на доступных компонентах при сравнительно простой настройке устройства.

Разработанный формирователь допускает работу с входными сигналами произвольной формы и скважности при амплитуде в диапазоне 5–15 В. При этом параметры входного сигнала практически не влияют на форму выходного импульса — от него сохраняется только частота следования. Таким образом, устройство выполняет функцию нормализатора импульсов. На выходе формируются импульсы амплитудой 1–3 кВ (в зависимости от сопротивления нагрузки), длительностью порядка 5–6 нс, с временем нарастания и спада 2.5–3 нс. Соответствующая скорость изменения напряжения достигает величин порядка 400–450 В/нс и выше, что делает устройство пригодным для широкого круга высокоскоростных и высоковольтных применений.

В данной работе рассматриваются два варианта реализации формирователя. Первый вариант отличается упрощённым выходным каскадом и более высоким коэффициентом полезного действия. Его принципиальная схема приведена на рисунке 1.

Схема условно разделена на два функциональных блока, выделенных штрих-пунктирными рамками. Левый блок представляет собой низковольтный формирователь управляющих импульсов. Его задача — формирование сигналов с жёстко заданной длительностью для управления ключом Q1, входящим во второй (правый) блок схемы. Для корректной работы ключа критически важно, чтобы длительность управляющего импульса была строго фиксированной и не зависела от параметров входного сигнала.

Левый по схеме блок питается от 12 вольт, подаваемых на разъём XDC, и реализован на двух драйверах, интегрированных в одном корпусе микросхемы IXDN602. На входе первого канала (2-й вывод микросхемы) предусмотрена защитная цепь, включающая резистор R1, диод D2 и супрессор D1. Это позволяет подавать на вход XIN сигналы с широким диапазоном амплитуд (примерно 5–15 В) без риска повреждения микросхемы. Наличие небольшого гистерезиса у входного каскада способствует формированию импульсов с более крутыми фронтами.

Сигнал с выхода первого усилителя через формирующую RC-цепочку C1–R2–R3 поступает на вход второго. Данная цепь выполняет функцию ограничения длительности импульса до строго заданного значения, регулируемого резистором R3. Дополнительно используется положительная обратная связь через конденсатор C2, что позволяет ускорить процессы переключения и сформировать более крутые фронты импульса. Такой приём ранее применялся в аналогичной схеме формирования коротких сигналов.

В результате на выходе второго драйвера (вывод 5 микросхемы) формируется управляющий импульс для силового каскада. Важной особенностью данного узла является инвариантность длительности выходного импульса к форме и длительности входного сигнала: независимо от параметров входа, на выходе формируется импульс строго заданной длительности с быстрыми фронтами. От внешнего генератора определяется только частота повторения, которая может изменяться в широком диапазоне — от единиц герц до порядка 1 МГц. Благодаря этим свойствам данный формирователь может использоваться как универсальный узел в составе других высокоскоростных импульсных устройств.

Правый блок схемы включает силовой ключ Q1 с цепью защиты (R4, D3, D4), а также формирующую цепь, состоящую из насыщаемого дросселя (трансформатора) TI1, конденсатора C6 и диффузного диода DHV. При открытии ключа Q1 на дроссель подаётся напряжение порядка 100 В, что приводит к его намагничиванию вплоть до насыщения. Время достижения насыщения определяется параметрами магнитопровода и приложенным напряжением, и может быть оценено по известным соотношениям для насыщающихся индуктивностей.

После закрытия ключа начинается основной этап формирования импульса. Поскольку ток через индуктивность не может измениться скачком, он продолжает протекать через диод DHV, постепенно уменьшаясь. Одновременно с этим растёт напряжение на диоде, и при достижении критического уровня происходит его быстрое запирание. Этот процесс сопровождается резким скачком напряжения, который и формирует фронт выходного импульса. Разряд диффузной ёмкости диода осуществляется через резистор R5 и нагрузку, подключаемую к выходу XOU.

Важным элементом является питание правого блока, подаваемое через разъём XPW. Для получения максимальной амплитуды импульса и улучшения КПД всего устройства необходимо хорошо зашунтировать цепь Q1-TI1 по высокой частоте. Этим вопросом занимаются ёмкости C4 и C5. Они должны располагаться максимально близко возле этой цепи.

Таким образом, процесс формирования импульса можно разделить на три последовательных этапа. На первом этапе формируется управляющий импульс с заданными параметрами. На втором — осуществляется накопление энергии в магнитном элементе за счёт его намагничивания до насыщения. На третьем этапе, при быстром запирании диффузного диода, происходит формирование выходного наносекундного импульса. Характерные временные интервалы для этих этапов составляют соответственно: 100 нс, 10 нс и 5 нс.

На рисунке 2 представлен второй вариант реализации данной схемотехники, отличающийся использованием трансформатора в выходном каскаде вместо дросселя (элемент TI1). Такое решение обеспечивает гальваническую развязку нагрузки, а также способствует повышению стабильности параметров формируемого высоковольтного импульса. К недостаткам данного варианта следует отнести усложнение конструкции магнитного элемента и некоторое снижение коэффициента полезного действия, обусловленное дополнительными потерями в трансформаторе. В остальном принцип работы устройства полностью соответствует ранее рассмотренному варианту и не претерпевает существенных изменений.

На рисунках 3–5 приведены осциллограммы выходного импульса при различных нагрузках: 1 кОм (рис. 3, 4) и 75 Ом (рис. 5). Видно, что характер импульса существенно зависит от сопротивления нагрузки, что обусловлено изменением условий разряда и согласования выходного каскада.

Следует отметить, что приведённые временные параметры импульсов (длительность, а также время нарастания и спада) ограничены возможностями используемого измерительного тракта. Измерения проводились с помощью осциллографа «RIGOL DS1202» в сочетании с высоковольтным щупом с коэффициентом деления 1:100, рассчитанным на напряжение до 2 кВ. Паспортное время нарастания осциллографа составляет порядка 1.7 нс, сопоставимое значение имеет и используемый щуп. Таким образом, суммарное время нарастания измерительного тракта находится на уровне нескольких наносекунд, что ограничивает полосу пропускания системы и не позволяет корректно воспроизводить более быстрые переходные процессы.

В связи с этим реальные параметры формируемого импульса могут быть лучше наблюдаемых на осциллограммах. В частности, длительность импульса и крутизна фронтов потенциально могут быть существенно меньше, вплоть до единиц наносекунд. Однако ограниченная полоса пропускания измерительного тракта не позволяет достоверно зафиксировать эти значения, и приведённые осциллограммы следует рассматривать как оценочные.

Одним из важных элементов схемы является силовой ключ Q1. В данной позиции требуется высоковольтный транзистор, способный работать с большими импульсными токами и обладающий высоким быстродействием. На практике могут применяться как MOSFET-, так и IGBT-транзисторы, однако к ним предъявляются жёсткие требования по минимальной выходной ёмкости и малому времени переключения. Наиболее подходящими являются следующие типы транзисторов (в порядке убывания предпочтительности): K40H1203, G30N60A4D, IHW20N120R2, P10NK60ZFP. Выбор конкретного типа оказывает заметное влияние на КПД устройства и форму формируемого импульса.

Примечание. Если частота следования импульсов будет до 5 кГц, то транзистор можно не ставить на радиатор. При более высоких частотах транзистор потребует радиатор с площадью примерно пропорциональной этой частоте.

Не менее важным элементом является диод DHV, определяющий в значительной степени параметры выходного импульса. Для корректной работы схемы требуется диод с большим накопленным зарядом и развитой PN-структурой, обеспечивающей резкое восстановление запирающих свойств. Наилучшие результаты, как показывает практика, достигаются при использовании диффузионных диодов советского производства: Д242А, Д245, 2Д243, 2Д201В, КД203А, Д112-25Х-16. Для первого варианта схемы оптимальным является диод Д242А [2], обеспечивающий максимальную амплитуду и скорость нарастания/спада импульса. Остальные типы демонстрируют несколько худшие, но приемлемые характеристики. Во втором варианте схемы могут эффективно применяться все перечисленные диоды (в порядке убывания предпочтительности).

В теории существует аналог Д242А — диод 1N1621, но его автор не проверял.

В качестве современной замены могут использоваться выпрямительные диоды 10A10, однако для достижения сопоставимых параметров их рекомендуется включать параллельно (как правило, не менее двух экземпляров). При этом такие диоды показывают удовлетворительные результаты преимущественно во втором варианте схемы. Также для этого варианта может быть использован диод SF58, однако его характеристики сильно уступают вышеуказанным решениям. В ряде случаев требуется индивидуальный подбор экземпляров из партии, что связано с заметным разбросом параметров, критичных для формирования наносекундных импульсов.

Ключевым элементом схемы, во многом определяющим её временные и энергетические характеристики, является магнитный элемент TI1 — насыщающийся дроссель или трансформатор, в зависимости от варианта реализации. Для первого варианта схемы используется дроссель, выполненный на ферромагнитном кольце с минимально возможным сечением и высокими скоростными свойствами материала. Такой выбор обусловлен требованиями к времени насыщения: чем меньше эффективное сечение магнитопровода, тем быстрее достигается режим насыщения при прочих равных условиях. Дополнительно существенное влияние оказывает приложенное напряжение — его увеличение приводит к пропорциональному ускорению процесса намагничивания. В качестве магнитопровода был использован нанокристаллический тороид размером 4,3×7,2×3 мм (типоразмер 0703), обладающий высокой магнитной проницаемостью и малым временем перемагничивания. Обмотка дросселя содержит 4–5 витков и должна выполняться проводом с минимальными высокочастотными потерями — предпочтительно литцендратом. Сечение провода подбирается таким образом, чтобы витки максимально плотно заполняли внутренний объём кольца, минимизируя паразитные индуктивности и сопротивления.

Во втором варианте схемы TI1 реализован в виде трансформатора. В этом случае используется двухобмоточная конструкция с числом витков 3 в первичной и 5 во вторичной обмотке. Основные требования сохраняются: минимизация времени насыщения и паразитных параметров. Первичная обмотка, через которую протекают наиболее быстрые и мощные импульсные токи, рекомендуется к выполнению из литцендрата, тогда как вторичная может быть выполнена обычным проводом. В качестве магнитопровода применён нанокристаллический тороид размером 10×14×4.5 мм (типоразмер 1405), обеспечивающий необходимый компромисс между скоростью насыщения, уровнем передаваемой энергии и механической реализуемостью конструкции.

Отдельного внимания заслуживает конденсатор C6, работающий в режиме значительных импульсных токов и высокой реактивной мощности. Фактически здесь требуется импульсный конденсатор с низкими потерями (малым тангенсом угла диэлектрических потерь) и высоким допустимым RMS-током. Предпочтительно использование плёночных конденсаторов (например, полипропиленовых), обладающих стабильными параметрами в широком диапазоне частот и температур. В качестве компромиссного решения допускается применение керамических конденсаторов, однако следует учитывать, что они могут заметно нагреваться вследствие диэлектрических потерь, что приводит к снижению общего КПД устройства и ухудшению стабильности параметров. Номинальное рабочее напряжение конденсатора должно составлять не менее 3 кВ с учётом возможных импульсных перенапряжений и режимов работы схемы.

Перечень остальных элементов схемы:

• U1 — два усилителя в одном корпусе IXDN602;
• D1 — супрессор P6KE9.1A;
• D2, D3 — диоды UF4007;
• D4 — супрессор P6KE15CA;
• C1-C5 — плёночные конденсаторы: C1-C3 на напряжение 50V, C4-C5 на напряжение 680V;
• R1-R5 — любые резисторы мощностью 0,125 или более Ватт.

Следует уделить внимание расположению конденсаторов C4 и C5 на печатной плате. Они должны быть размещены максимально близко к цепи Q1–TI1, обеспечивая минимальную паразитную индуктивность соединений. Фактически данные конденсаторы выполняют функцию высокочастотного шунта, замыкая силовой контур по переменной составляющей тока. От их правильного размещения напрямую зависит эффективность передачи энергии в нагрузку, а также форма и крутизна фронтов выходного импульса.

Необходимо сказать пару слов о питании устройства. Низковольтный формирователь управляющих импульсов питается от стандартного источника постоянного напряжения 12 В. Силовая часть схемы требует отдельного источника с выходным напряжением 100–140 В. Практика показывает, что дальнейшее повышение этого напряжения не приводит к заметному росту амплитуды выходного импульса, однако сопровождается увеличением нагрева ключа Q1 и снижением общего КПД устройства. В качестве источника питания для силовой части может быть использован модуль DC-AC Converter Booster Module 12V to 110V 200V 220V 280V 150W, на плате которого необходимо установить первую по счёту перемычку, соответствующую выходному напряжению 110 В. В таком варианте всё устройство может питаться от одного адаптера 12 В, а силовой источник дополнительно обеспечивает гальваническую развязку выходного каскада от первичного питания.

Процедура настройки одинакова для обоих вариантов схемы. На начальном этапе переменный резистор R3 следует установить в положение минимального сопротивления. Осциллограф подключается параллельно нагрузочному резистору R5. После этого к входу формирователя подключается внешний задающий генератор, и на схему подаётся питание.

Далее, плавно увеличивая сопротивление резистора R3, необходимо контролировать форму и амплитуду выходного импульса. Оптимальное положение соответствует максимуму амплитуды импульса при сохранении его стабильной формы. После достижения данного режима настройку можно считать завершённой.

При проектировании печатной платы были учтены особенности работы с быстропеременными импульсными токами и высоковольтными цепями. Особое внимание уделено минимизации паразитных индуктивностей токовых петель, сокращению длины критических соединений, а также обеспечению достаточных изоляционных расстояний между высоковольтными участками схемы.

Печатная плата разработана с возможностью реализации обоих схемотехнических вариантов, рассмотренных в данной работе. По умолчанию используется конфигурация со вторым вариантом (с трансформатором TI1). Для перехода к первому варианту (с дросселем) необходимо установить перемычки TI11–TI21 и TI12–TI22, соответствующим образом изменяя топологию силового каскада.